УМЗЧ високої вірності 2010

Наши партнеры ArtmMisto

Віктор Жуковський, м Красноармійськ Донецької обл.

УМЗЧ ВВ-2010 - нова розробка з широко відомої лінійки підсилювачів УМЗЧ BB (високої вірності) [1; 2; 5]. На ряд використаних технічних рішень вплинули роботи Агєєва СІ. [3].

Підсилювач забезпечує Kr порядку 0,001% на частоті 20 кГц при Рвих = 150 Вт на навантаженні 8 Ом, смуга частот малого сигналу за рівнем -3 дБ - 0 Гц ... 800 кГц, швидкість наростання вихідної напруги -100 В / мкс, відношення сигнал / шум і сигнал / фон -120 дБ.

Завдяки застосуванню ОУ, що працює в полегшеному режимі, а також використання в підсилювачі напруги тільки каскадів з OK і ПРО, охоплених глибокими місцевими ООС, УМЗЧ BB відрізняється високою лінійністю ще до охоплення загальною ООС. У найпершому підсилювачі високої вірності [1] ще в 1985 році були застосовані рішення, до тих пір використовувалися тільки в вимірювальної техніки: режими по постійному струму підтримує окремий сервісний вузол, для зниження рівня інтерфейсних спотворень охоплено загальної зворотного негативного зв'язком перехідний опір контактної групи реле комутації АС, а спеціальний вузол ефективно компенсує вплив на ці спотворення опору кабелів АС. Традиція збереглася і в УМЗЧ ВВ-2010, разом з тим загальна ООС охоплює і опір вихідного ФНЧ.

В абсолютній більшості конструкцій інших УМЗЧ, як професійних, так і аматорських, багато з цих рішень відсутні досі. Разом з тим високі технічні характеристики і аудіофільскій гідності УМЗЧ BB досягнуті простими схемотехническими рішеннями і мінімумом активних елементів. По суті, це порівняно нескладний підсилювач: один канал не поспішаючи можна зібрати за пару днів, а настройка полягає лише в установці необхідного струму спокою вихідних транзисторів. Спеціально для початківців радіоаматорів розроблена методика поузловой, покаскадного перевірки працездатності і налагодження, користуючись якою можна гарантовано локалізувати місця можливих помилок і запобігти їх можливі наслідки ще до повного складання УМЗЧ. На всі можливі питання з цього або подібним підсилювачів є докладні пояснення, як на паперових носіях, так і в Інтернеті.

УМЗЧ високої вірності 2010

На вході підсилювача передбачено ФВЧ R1C1 з частотою зрізу 1,6 Гц, рис.1. Але ефективність роботи пристрою стабілізації режимів дозволяє підсилювача працювати з вхідним сигналом, що містить до 400 мВ напруги постійної складової. Тому С1 виключений, що реалізує одвічну аудіофільских мрію про тракті без конденсаторів © і помітно покращує звучання підсилювача.

Ємність конденсатора С2 вхідного ФНЧ R2C2 обрана так, щоб частота зрізу вхідного ФНЧ з урахуванням вихідного опору підсилювача 500 Ом -1 кОм перебувала в межах від 120 до 200 кГц. На вхід ОУ DA1 винесена ланцюг частотної корекції R3R5C3, що обмежує смугу відпрацьовуються гармонік і перешкод, що надходять по ланцюгу ООС з боку виходу УМЗЧ, смугою 215 кГц за рівнем -3 дБ і підвищує стійкість підсилювача. Цей ланцюг дозволяє зменшити різницевий сигнал вище частоти зрізу ланцюга і тим виключити марну перевантаження підсилювача напруги сигналами високочастотних наведень, перешкод і гармонік, усуваючи можливість виникнення динамічних інтермодуляціонних спотворень (TIM; DIM).

Далі сигнал надходить на вхід малошумящего операційного підсилювача з польовими транзисторами на вході DA1. Багато «претензій» до УМЗЧ BB пред'являються опонентами з приводу застосування на вході ОУ, нібито погіршує якість звучання і «краде віртуальну глибину» звуку. У зв'язку з цим необхідно звернути увагу на деякі цілком очевидні особливості роботи ОУ в УМЗЧ ВВ.

Операційні підсилювачі попередніх підсилювачів, послеЦАПовие ОУ змушені розвивати кілька вольт вихідної напруги. Оскільки коефіцієнт посилення ОУ невеликий і становить від 500 до 2.000 раз на 20 кГц, це вказує на їх роботу з відносно великою напругою разностного сигналу - від кількох сотень мікровольт на НЧ до декількох мілівольт на 20 кГц і високу ймовірність внесення вхідним каскадом ОУ інтермодуляционних спотворень. Вихідна напруга цих ОУ дорівнює вихідному напрузі останнього каскаду посилення напруги, виконаного зазвичай за схемою з ОЕ. Вихідна напруга в кілька вольт говорить про роботу цього каскаду з досить великими вхідними і вихідними напругами, і як наслідок - внесення ним спотворень в підсилюваний сигнал. ОУ навантажений на опір паралельно включених ланцюга ООС і навантаження, що становить іноді кілька кіло, що вимагає від вихідного повторювача підсилювача вихідного струму до декількох міліампер. Тому зміни струму вихідного повторювача ІМС, вихідні каскади якої споживають струм не більше 2 мА, досить значні, що також вказує на внесення ними спотворень в підсилюваний сигнал. Бачимо, що вхідний каскад, каскад посилення напруги і вихідний каскад ОУ можуть вносити спотворення.

А ось схемотехніка підсилювача високої вірності завдяки високим посилення і вхідного опору транзисторної частини підсилювача напруги забезпечує досить щадні умови роботи ОУ DA1. Судіть самі. Навіть в хіба номінальна вихідна напруга 50 В УМЗЧ вхідний диференційний каскад ОУ працює з різницевими сигналами напругою від 12 мкВ на частотах 500 Гц до 500 мкВ на частоті 20 кГц. Співвідношення високій вхідній перевантажувальної здатності діфкаскада, виконаного на польових транзисторах, і мізерного напруги разностного сигналу забезпечує високу лінійність посилення сигналу. Вихідна напруга ОУ не перевищує 300 мВ. що говорить про малий вхідній напрузі каскаду посилення напруги із загальним емітером зі складу операційного підсилювача - до 60 мкв - і лінійному режимі його роботи. Вихідний каскад ОУ віддає в навантаження близько 100 кому з боку бази VT2 змінний струм не більше 3 мкА. Отже, вихідний каскад ОУ теж працює в гранично полегшеному режимі, практично на холостому ходу. На реальному музичному сигналі напруги і струми більшу частину часу на порядок менше наведених значень.

З порівняння напруг разностного і вихідного сигналів, а також струму навантаження видно, що в цілому операційний підсилювач в УМЗЧ BB працює в сотні разів більше легкому, а, значить, і лінійному режимі, ніж режим ОУ предусилителей і послеЦАПових ОУ CD-програвачів, службовців джерелами сигналу для УМЗЧ з будь-якою глибиною ООС, а також і зовсім без неї. Отже, один і той же ОУ буде вносити в складі УМЗЧ BB набагато менші спотворення, ніж в одиночному включенні.

Зрідка зустрічається думка, що вносяться каскадом спотворення неоднозначно залежать від напруги вхідного сигналу. Це помилка. Залежність прояви нелінійності каскаду від напруги вхідного сигналу може підкорятися того чи іншого закону, але вона завжди однозначна: збільшення цієї напруги ніколи не призводить до зменшення внесених спотворень, а тільки до збільшення.

Відомо, що рівень продуктів спотворень, що припадає на дану частоту, знижується пропорційно глибині негативного зворотного зв'язку для цієї частоти. Коефіцієнт посилення холостого ходу, до охоплення підсилювача ООС, на низьких частотах через малість вхідного сигналу виміряти неможливо. Згідно з розрахунками, що розвивається до охоплення ООС посилення холостого ходу дозволяє досягти глибини ООС 104 дБ на частотах до 500 Гц. Вимірювання для частот, починаючи з 10 кГц, показують, що глибина ООС на частоті 10 кГц досягає 80 дБ, на частоті 20 кГц - 72 дБ, на частоті 50 кГц - 62 дБ і 40 дБ - на частоті 200 кГц. На рис.2 показані амплітудно-частотні характеристики УМЗЧ ВВ-2010 і, для порівняння, схожого за складністю УМЗЧ Леоніда Зуєва [4].

Висока посилення до охоплення ООС - основна особливість схемотехніки підсилювачів ВВ. Оскільки метою всіх схемотехнических хитрощів є досягнення високої лінійності і великого посилення для ведення глибокої ООС в максимально широкій смузі частот, це означає, що подібними структурами вичерпуються схемотехнічні методи вдосконалення параметрів підсилювачів. Подальше зниження спотворень може бути забезпечено тільки конструктивними заходами, спрямованими на зменшення наведень гармонік вихідного каскаду на вхідні кола, особливо - на ланцюг инвертирующего входу, посилення від якої максимально.

Ще одна особливість схемотехніки УМЗЧ BB полягає в струмовому управлінні вихідним каскадом підсилювача напруги. Вхідний ОУ управляє каскадом перетворення напруга-струм, виконаним з OK і ПРО, а отриманий струм віднімається з струму спокою каскаду, виконаного за схемою з ПРО.

Застосування лінеарізірующего резистора R17 опором 1 кОм в диференціальному каскаді VT1, VT2 на транзисторах різної структури з послідовним живленням підвищує лінійність перетворення вихідної напруги ОП DA1 в струм колектора VT2 створенням місцевої ООС глибиною 40 дБ. Це можна бачити з порівняння суми власних опорів емітерів VT1, VT2 - приблизно по 5 Ом - з опором R17, або суми теплових напружень VT1, VT2 - близько 50 мВ - з падінням напруги на опорі R17, що становить 5,2 - 5,6 В .

У побудованих по даній схемотехнике підсилювачів спостерігається різкий, 40 дБ на декаду частоти, спад посилення понад частоти 13 ... 16 кГц. Сигнал помилки, що представляє собою продукти спотворень, на частотах вище 20 кГц на два-три порядки менше корисного звукового сигналу. Це дає можливість конвертувати надлишкову на цих частотах лінійність діфкаскада VT1, VT2 в підвищення коефіцієнта посилення транзисторної частини УН. З огляду на незначних змін струму діфкаскада VT1, VT2 при посиленні слабких сигналів його лінійність зі зменшенням глибини місцевої ООС істотно не погіршується, а ось робота ОУ DA1, від режиму роботи якого на цих частотах залежить лінійність всього підсилювача, запас посилення полегшить, так як всі напруги, що визначають вносяться операційним підсилювачем спотворення, починаючи від різницевого сигналу до вихідного, зменшуються пропорційно виграшу в посиленні на даній частоті.

Ланцюги корекції на випередження по фазі R18C13 і R19C16 оптимизировались в симуляторі з метою зменшити різницева напруга ОУ до частот в кілька мегагерц. Вдалося підвищити посилення УМЗЧ ВВ-2010 в порівнянні з УМЗЧ ВВ-2008 на частотах порядку декількох сот кілогерц. Виграш в посиленні склав 4 дБ на частоті 200 кГц, 6 -на 300 кГц, 8,6 - на 500 кГц, 10,5 дБ - на 800 кГц, 11 дБ - на 1 МГц і від 10 до 12 дБ - на частотах вище 2 МГц. Це видно з результатів симуляції, рис.3, де нижня крива відноситься до АЧХ ланцюга корекції на випередження УМЗЧ ВВ-2008, а верхня -УМЗЧ ВВ-2010.

VD7 захищає емітерний перехід VT1 від зворотного напруги, що виникає внаслідок протікання струмів перезарядки С13, С16 в режимі обмеження вихідного сигналу УМЗЧ по напрузі і виникають при цьому граничних напружених з високою швидкістю зміни на виході ОУ DA1.

Вихідний каскад підсилювача напруги виконаний на транзисторі VT3, включеному по схемі із загальною базою, що виключає проникнення сигналу з вихідних ланцюгів каскаду у вхідні і підвищує його стійкість. Каскад з ПРО, навантажений на генератор струму на транзисторі VT5 і вхідний опір вихідного каскаду, розвиває високу стійке посилення - до 13.000 ... 15.000 раз. Вибір опору резистора R24 вдвічі меншим опору резистора R26 гарантує рівність струмів спокою VT1, VT2 і VT3, VT5. R24, R26 забезпечують місцеві ООС, які зменшують дію ефекту Ерлі - зміна п21е в залежності від колекторного напруги і підвищують вихідну лінійність підсилювача на 40 дБ і 46 дБ відповідно. Харчування УН окремим напругою, по модулю на 15 В вище напруги вихідних каскадів, дозволяє усунути ефект квазінасищенія транзисторів VT3, VT5, що виявляється в зменшенні п21е при зниженні напруги колектор-база нижче 7 В.

Трёхкаскадний вихідний повторювач зібраний на біполярних транзисторах і особливих коментарів не потребує. Не намагайтеся боротися з ентропією ©, економлячи на струмі спокою вихідних транзисторів. Він не повинен бути менше 250 мА; в авторському варіанті - 320 мА.

До спрацьовування реле включення AC К1 підсилювач охоплений ООС1, реалізованої включенням дільника R6R4. Точність дотримання опору R6 і узгодженість цих опорів в різних каналах не суттєва, але для збереження стійкості підсилювача важливо, щоб опір R6 не було набагато меншою, ніж сума опорів R8 і R70. Спрацьовуванням реле К1 ООС1 відключається і в роботу вступає ланцюг ООС2, утворена R8R70C44 і R4, і охоплює контактну групу К1.1, де R70C44 виключає вихідний ФНЧ R71L1 R72C47 з ланцюга ВОНС на частотах вище 33 кГц. Частотнозавісімой ООС R7C10 формує спад АЧХ УМЗЧ до вихідного ФНЧ на частоті 800 кГц за рівнем -3 дБ і забезпечує запас по глибині ООС вище цієї частоти. Спад АЧХ на клемах AC вище частоти 280 кГц за рівнем -3 дБ забезпечений спільною дією R7C10 і вихідного ФНЧ R71L1 -R72C47.

Резонансні властивості гучномовців призводять до випромінювання дифузором згасаючих звукових коливань, призвуків після імпульсного впливу і генерації власного напруги при перетині витками котушки гучномовця ліній магнітного поля в зазорі магнітної системи. Коефіцієнт демпфування показує, як велика амплітуда коливань дифузора і наскільки швидко вони загасають при навантаженні AC як генератора на повне опір з боку УМЗЧ. Цей коефіцієнт дорівнює відношенню опору AC до суми вихідного опору УМЗЧ, перехідного опору контактної групи реле комутації АС, опору намотаною зазвичай проводом недостатнього діаметра котушки індуктивності вихідного ФНЧ, перехідного опору затискачів кабелів AC і опору власне кабелів АС.

Крім того, повний опір акустичних систем нелінійно. Перебіг спотворених струмів по дротах кабелів AC створює падіння напруги з великою часткою нелінійних спотворень, також віднімається з неспотвореного вихідної напруги підсилювача. Тому сигнал на затискачах AC спотворений набагато більше, ніж на виході УМЗЧ. Це так звані інтерфейсні спотворення.

Для зменшення цих спотворень застосована компенсація всіх складових повного вихідного опору підсилювача. Власне вихідний опір УМЗЧ разом з перехідним опором контактів реле і опором проводу котушки індуктивності вихідного ФНЧ зменшено дією глибокої загальної ООС, взятої з правого виведення L1. Крім того, підключенням правого виведення R70 до «гарячої» клеми AC можна легко організувати компенсацію перехідного опору затиску кабелю AC і опору одного з проводів АС, не побоюючись генерації УМЗЧ через фазових зрушень в охоплених ООС проводах.

Вузол компенсації опору проводів AC виконаний у вигляді инвертирующего підсилювача з Ky = -2 на ОУ DA2, R10, С4, R11 і R9. Вхідною напругою для цього підсилювача служить падіння напруги на «холодному» ( «земляному») дроті АС. Оскільки його опір дорівнює опору «гарячого» дроти кабелю АС, для компенсації опору обох проводів досить подвоїти напруга на «холодному» дроті, інвертувати його і через резистор R9 з опором, рівним сумі опорів R8 і R70 ланцюга ООС, подати на інвертується вхід ОП DA1 . Тоді вихідна напруга УМЗЧ збільшиться на суму падінь напруг на проводах АС, що рівносильно усуненню впливу їх опору на коефіцієнт демпфірування і рівень інтерфейсних спотворень на затисках АС. Компенсація падіння на опорі проводів AC нелінійної складової протівоедс гучномовців особливо потрібна на нижніх частотах звукового діапазону. Напруга сигналу на ВЧ-гучномовець обмежується підключеними послідовно з ним резистором і конденсатором. Їх комплексне опір набагато більше опору проводів у кабелі динаміка тому компенсація цього опору на ВЧ позбавлена ​​сенсу. Виходячи з цього інтегруюча ланцюг R11C4 обмежує смугу робочих частот компенсатора значенням 22 кГц.

Особливо слід відмітити: опір «гарячого» дроти кабелю AC може компенсуватися шляхом охоплення його загальної ООС підключенням правого виведення R70 спеціальним проводом до «гарячої» клеми АС. У цьому випадку знадобиться компенсація тільки опору «холодного» дроти AC і коефіцієнт посилення компенсатора опору проводів необхідно зменшити до значення Ку = -1 вибором опору резистора R10 рівним опору резистора R11.

Вузол струмового захисту запобігає пошкодженню вихідних транзісторів при коротких замикання в навантаженні. Датчиком Струму службовців резистори R53 - R56 и R57 - R60, котрого більш чем достаточно. Перебіг через ЦІ резистори віхідного Струму підсілювача створює Падіння напруги, что прікладається до делителю R41R42. Напруга зі значенням более порогового відкріває транзистор VT10, а его колекторно струм відкріває VT8 триггерной осередку VT8VT9. Цей осередок переходити у Стійкий стан з відкрітімі транзисторами и шунтирует ланцюг HL1VD8, зменшуючі струм через стабілітрон до нуля и замікаючі VT3. Розрядка С21 невеликим струмом бази VT3 може зайняти кілька мілісекунд. Після спрацьовування триггерной осередку напруга на нижній обкладці С23, зарядженого напругою на світлодіоді HL1 до 1,6 В, підвищується з рівня -7,2 В від позитивної шини харчування УН до рівня -1,2 B1 напруга на верхній обкладці цього конденсатора також підвищується на 5 В. С21 швидко розряджається через резистор R30 на С23, транзистор VT3 закривається. Тим часом відкривається VT6 і через R33, R36 відкриває VT7. VT7 шунтирует стабілітрон VD9, розряджає через R31 конденсатор С22 і замикає транзистор VT5. Не отримуючи напруги зсуву, транзистори вихідного каскаду також замикаються.

Відновлення вихідного стану тригера і включення УМЗЧ проводиться натисненням на кнопку SA1 «Скидання захисту». С27 заряджається струмом колектора VT9 і шунтирует ланцюг бази VT8, замикаючи триггерную осередок. Якщо до цього моменту аварійна ситуація усунена і VT10 замкнений, осередок переходить в стан з стійко закритими транзисторами. Закриваються VT6, VT7, на бази VT3, VT5 подається опорна напруга і підсилювач входить в робочий режим. Якщо коротке замикання в навантаженні УМЗЧ триває, захист спрацьовує знову, навіть якщо конденсатор С27 підключений SA1. Захист працює настільки ефективно, що під час робіт з налаштування корекції підсилювач кілька разів знеструмлюємо для дрібних перепайок ... дотиком до неінвертуючий-ющему входу. Що виникає самозбудження призводило до збільшення струму вихідних транзисторів, а захист відключала підсилювач. Хоча не можна пропонувати цей грубий метод як правило, але завдяки струмовому захисті він не заподіяв шкоди вихідним транзисторів.

Робота компенсатора опору кабелів АС.

Ефективність роботи компенсатора УМЗЧ ВВ-2008 перевірялася старим аудіофільских методом, на слух, комутацією входу компенсатора між компенсує проводом і загальним проводом підсилювача. Поліпшення звуку було явно помітно, та й майбутньому господарю не терпілося отримати підсилювач, тому вимірів впливу компенсатора не проводилося. Переваги схеми з «кабелечісткой» були настільки очевидні, що конфігурація «компенсатор + інтегратор» була прийнята як стандартний вузол для установки у всіх розроблюваних підсилювачах.

Дивно, як багато зайвих суперечок навколо корисності / непотрібності компенсації опору кабелів розгорілося в Інтернеті. Як водиться, особливо наполягали на прослуховуванні нелінійного сигналу ті, кому гранично проста схема кабелечісткі здавалася складною і незрозумілою, витрати на неї - непомірними, а установка - трудомісткою ©. Висловлювалися навіть пропозиції, що, якщо вже витрачається так багато коштів на сам підсилювач, то гріх економити на святому, а потрібно піти найкращим, гламурним шляхом, яким ходить все цивілізоване людство і ... придбати нормальні, людські © наддорогі кабелі з дорогоцінних металів. На мій превеликий подив, масла у вогонь підлили заяви вельми шанованих фахівців про непотрібність вузла компенсації в домашніх умовах, в тому числі тих фахівців, які в своїх підсилювачах цей вузол з успіхом застосовують. Дуже прикро, що багато колег-радіоаматори з недовірою поставилися до повідомлень про підвищення якості звучання на НЧ і СЧ з включенням компенсатора, щосили уникали цього простого шляху поліпшення роботи УМЗЧ, ніж обікрали самі себе.

Для документалізація істини було проведено невелике дослідження. Від генератора ГЗ-118 на УМЗЧ ВВ-2010 був поданий ряд частот в районі резонансної частоти АС, напруга контролювалося осциллографом С1-117, а Kr на клемах AC вимірювався ИНИ С6-8, рис.4. Резистор R1 встановлений щоб уникнути наведень на вхід компенсатора під час перемикання його між контрольним і загальним проводом. В експерименті використовувалися поширені і загальнодоступні кабелі AC довжиною 3 м і перетином жили 6 кв. мм, а також акустична система GIGA FS Il з діапазоном частот 25 -22.000 Гц, номінальним опором 8 Ом і номінальною потужністю 90 Вт фірми Acoustic Kingdom.

На жаль, схемотехніка підсилювачів сигналу гармонік зі складу С6-8 передбачає застосування оксидних конденсаторів високої ємності в ланцюгах ООС. Це призводить до впливу низькочастотних шумів цих конденсаторів на дозвіл приладу на низьких частотах, внаслідок чого його дозвіл на НЧ погіршується. При вимірі Kr сигналу частотою 25 Гц від ГЗ-118 безпосередньо С6-8 показання приладу танцюють навколо значення 0,02%. Обійти це обмеження за допомогою режекторного фільтра генератора ГЗ-118 у випадку з вимірюванням ефективності компенсатора не представляється можливим, тому що ряд дискретних значень частот настройки 2Т-філь-тра обмежений на НЧ значеннями 20,60, 120, 200 Гц і не дозволяє вимірювати Kr на цікавлять нас частотах. Тому, згнітивши серце, рівень в 0,02% було прийнято як нульовий, еталонний.

На частоті 20 Гц при напрузі на клемах AC 3 В Ампл., Що відповідає вихідної потужності 0,56 Вт на навантаженні 8 Ом, Kr склав 0,02% з включеним компенсатором і 0,06% - після його відключення. При напрузі 10 В Ампл, що відповідає вихідної потужності 6,25 Вт, значення Kr 0,02% і 0,08% відповідно, при напрузі 20 В Ампл і потужності 25 Вт - 0,016% і 0,11%, а при напрузі 30 У Ампл і потужності 56 Вт - 0,02% і 0,13%.

Знаючи полегшене ставлення виробників імпортної апаратури до значень написів, що стосуються потужності, а також пам'ятаючи чудове, після прийняття західних стандартів, перетворення акустичної системи 35АС-1 з потужністю сабвуфера 30 Вт в S-90, довготривала потужність більше 56 Вт на AC не подавав.

На частоті 25 Гц при потужності 25 Вт Kr склав 0,02% і 0,12% з включеним / вимкненим вузлом компенсації, а при потужності 56 Вт - 0,02% і 0,15%.

Заодно була перевірена необхідність і ефективність охоплення вихідного ФНЧ загальної ООС. На частоті 25 Гц при потужності 56 Вт і включеному послідовно в один з проводів кабелю AC вихідного RL-RC ФНЧ, подібного встановленому в сверхлінейном УМЗЧ [3], Kr з вимкненим компенсатором досягає 0,18%. На частоті 30 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,06% з включеним / вимкненим вузлом компенсації. На частоті 35 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з включеним / вимкненим вузлом компенсації. На частотах 40 і 90 Гц при потужності 56 Вт Kr 0,02% і 0,04% з включеним / вимкненим вузлом компенсації, а на частоті 60 Гц -0,02% і 0,06%.

Висновки очевидні. Спостерігається наявність нелінійних спотворень сигналу на клемах АС. Чітко фіксується погіршення лінійності сигналу на клемах AC з включенням її через нескомпенсованого, що не охоплене ООС опір ФНЧ, що містить 70 см порівняно тонкого дроту. Залежність рівня спотворень від підводиться до AC потужності дозволяє припустити, що він залежить від співвідношення потужності сигналу і номінальної потужності НЧ-громкогово-телеглядачам АС. Спотворення найбільш яскраво виражені на частотах поблизу резонансної. Генерируемая динаміками у відповідь на вплив звукового сигналу протівоедс шунтируется сумою вихідного опору УМЗЧ і опору проводів у кабелі динаміка тому рівень спотворень на клемах AC прямо залежить від опору цих проводів і вихідного опору підсилювача.

Дифузор погано демпфірованного сабвуфера сам по собі випромінює призвуки, і, крім того, цей гучномовець генерує широкий хвіст продуктів нелінійних і інтермодуляціонних спотворень, які відтворює гучномовець среднечастотний. Цим і пояснюється погіршення звучання на середніх частотах.

Незважаючи на прийняте внаслідок неідеальності ИНИ допущення нульового рівня Kr в 0,02%, вплив компенсатора опору кабелів на спотворення Сігала на клемах AC відзначається чітко і однозначно. Можна констатувати повну відповідність висновків, зроблених після прослуховування роботи вузла компенсації на музичному сигналі, і результатів інструментальних вимірювань.

Поліпшення, явно чутне при включенні кабелечісткі, може бути пояснено тим, що зі зникненням спотворень на клемах AC среднечастотний гучномовець припиняє відтворювати весь цей бруд. Мабуть, тому, за рахунок зменшення або виключення відтворення спотворень среднечастотним гучномовцем двухкабельная схема включення АС, т.зв. «Бівайрінг», коли НЧ і СЧ-ВЧ ланки підключаються різними кабелями, має перевагу в звуці в порівнянні з однокабельной схемою. Втім, оскільки в двухкабельной схемою спотворений сигнал на клемах НЧ-сек-ції AC нікуди не зникає, ця схема програє варіанту з компесатор за коефіцієнтом демпірованія вільних коливань дифузора сабвуфера.

Фізику не обдуриш, і для пристойного звучання недостатньо отримати блискучі показники на виході підсилювача при активному навантаженні, але необхідно також не втратити лінійність після доставки сигналу на клеми АС. У складі хорошого підсилювача абсолютно необхідний компенсатор, виконаний за тією чи іншою схемою.

Інтегратор.

Також була перевірена ефективність і можливості зменшення похибки інтегратора на DA3. У УМЗЧ BB з ОУ TL071 вихідну постійну напругу знаходиться в межах 6 ... 9 мВ і зменшити цю напругу включенням додаткового резистора в ланцюг неинвертирующего входу не вдалося.

Дія низькочастотних шумів, характерних для ОУ з ПТ-входом, внаслідок охоплення глибокої ООС через частотноза-вісім ланцюг R16R13C5C6 проявляється у вигляді нестабільності вихідної напруги величиною в кілька мілівольт, або -60 дБ щодо вихідної напруги при номінальній вихідній потужності, на частотах нижче 1 Гц , не відтворювальних АС.

В інтернеті згадувалося про низький опір захисних діодів VD1 ... VD4, що, нібито, вносить похибка в роботу інтегратора через утворення подільника (R16 + R13) / R VD2 | VD4. . Дляпроверкі зворотного опору захисних діодів була зібрана схема рис. 6. Тут ОУ DA1, включений за схемою инвертирующего підсилювача, охоплений ООС через R2, його вихідна напруга пропорційно току в ланцюгу перевіряється діода VD2 і захисного резистора R2 з коефіцієнтом 1 мВ / нА, а опору ланцюга R2VD2 - з коефіцієнтом 1 мВ / 15 ГОм . Щоб виключити вплив адитивних похибок ОУ - напруги зсуву і вхідного струму на результати вимірювання струму витоку діода, необхідно обчислити тільки різниця між власним напругою на виході ОУ, виміряним без перевіряється діода, і напругою на виході ОУ після його установки. Практично різниця вихідних напруг ОУ в кілька мілівольт дає значення зворотного опору діода близько десяти - п'ятнадцяти Гіга при зворотній напрузі 15 В. Очевидно, що струм витоку не побільшає зі зменшенням напруги на діоді до рівня кількох мілівольт, характерного для різницевого напруги ОУ інтегратора і компенсатора .

А ось фотоефект, властивий диодам, вміщеним в скляні корпус, дійсно призводить до значної зміни вихідного напруги УМЗЧ. При висвітленні їх лампою розжарювання в 60 Вт з відстані 20 см постійна напруга на виході УМЗЧ зростала до 20 ... 3O мВ. Хоча навряд чи всередині корпусу підсилювача може спостерігатися подібний рівень освітленості, крапля фарби, нанесена на ці діоди, усунула залежність режимів УМЗЧ від освітленості. Згідно з результатами симуляції, спад АЧХ УМЗЧ не спостерігається навіть на частоті 1 міллігерц. Але зменшувати постійну часу R16R13C5C6 не слід. Фази змінної напруги на виходах інтегратора і компенсатора протилежні, і зі зменшенням ємності конденсаторів або опору резисторів інтегратора збільшення його вихідної напруги може погіршити компенсацію опору кабелів АС.

Порівняння звучання підсилювачів. Звучання зібраного підсилювача порівнювався зі звучанням декількох зарубіжних підсилювачів промислового виробництва. Джерелом служив CD-програвач фірми «Кембридж Аудіо», для розкачки і регулювання рівня звуку кінцевих УМЗЧ застосовувався попередній підсилювач «Радіотехніка УП-001», у «Sugden А21а» і NAD С352 використовувалися штатні органи регулювання.

Першим перевірили легендарний, епатажний і скажено дорогий англійська УМЗЧ «Sugden А21а», що працює в класі А з вихідною потужністю 25 Вт. Що примітно, в супровідній документації на усь англійці визнали за благо рівень нелінійних спотворень не вказувати. Мовляв, не в спотвореннях справу, а в духовності. «Sugden А21а>» програв УМЗЧ ВВ-2010 при порівнянній потужності як за рівнем, так і за чіткості, впевненості, шляхетності звучання на низьких частотах. Це й не дивно, з огляду на особливості його схемотехніки: всього лише двохкаскадний квазісімметрічний вихідний повторювач на транзисторах однієї структури, зібраний по схемотехніці 70-х років минулого століття з відносно високим вихідним опором і включеним на виході ще більш збільшує повне вихідний опір електролітичним конденсатором - це останнє рішення саме по собі погіршує звучання будь-яких підсилювачів на низьких і середніх частотах. На середніх і високих частотах УМЗЧ BB показав більш високу деталізацію, прозорість і відмінну опрацювання сцени, коли співаки, інструменти могли бути чітко локалізовані по звуку. До речі, до слова про кореляцію об'єктивних даних вимірювань і суб'єктивних вражень від звучання: в одній з журнальних статей конкурентів Sugden-a його Kr визначався на рівні 0,03% на частоті 10 кГц.

Наступним був теж англійська підсилювач NAD С352. Загальне враження було тим же: яскраво виражений «відерні» звук англійця на НЧ не залишив йому жодних шансів, тоді як робота УМЗЧ BB була визнана бездоганною. На відміну від NADa, звучання якого асоціювалося з густим чагарником, вовною, ватою, звучання ВВ-2010 на середніх і високих частотах дозволяло чітко розрізняти голоси виконавців в загальному хорі і інструментів в оркестрі. В роботі NAD С352 явно висловлювався ефект кращої чутності більш голосистого виконавця, більш гучного інструменту. Як висловився сам господар підсилювача, в звуці УМЗЧ BB вокалісти не "закрити-кивали» один одного, а скрипка не будете ви воювати в силі звуку з гітарою або трубою, але все інструменти мирно і гармонійно «дружили» в загальному звуковому образі мелодії. На високих частотах УМЗЧ ВВ-2010, за словами розвиненим образним мисленням аудиофилов, звучить так, «ніби малює звук тонкої-тонким пензликом». Ці ефекти можна віднести до різниці в інтермодуляционних викривлення підсилювачів.

Звучання УМЗЧ Rotel RB 981 було схоже зі звучанням NAD С352, за винятком кращої роботи на низьких частотах, все ж УМЗЧ ВВ-2010 в чіткості управління AC на низьких частотах, а також прозорості, делікатності звучання на середніх і високих частотах залишався поза конкуренцією.

Найцікавішим в плані розуміння способу мислення аудиофилов була спільна думка, що, незважаючи на перевагу над цими трьома УМЗЧ, вони привносять в звук «теплоту», ніж роблять його приємніше, а УМЗЧ BB працює рівно, «до звуку ставиться нейтрально».

Японський Dual CV1460 програв в звуці відразу після включення найочевиднішим для всіх чином, і витрачати часу на його докладний прослуховування не стали. Його Kr знаходився в межах 0,04 ... 0,07% на малій потужності.

Основні враження від порівняння підсилювачів в основних рисах були повністю ідентичними: УМЗЧ BB випереджав їх в звуці беззастережно й однозначно. Тому подальші випробування були визнані зайвими. У підсумку перемогла дружба, кожен отримав бажане: для теплого, задушевного звучання - Sugden, NAD і Rotel, а щоб почути записане на диск режисером - УМЗЧ ВВ-2010.

Особисто мені УМЗЧ високої вірності подобається легким, чистим, бездоганним, шляхетним звучанням, він граючись відтворюють пасажі будь-якої складності. Як висловився мій знайомий, аудіофіла з великим стажем, звуки ударних установок на низьких частотах він відпрацьовує без варіантів, як прес, на середніх він звучить так, як ніби його немає, а на високих він начебто малює звук тоненьким пензликом. Для мене ненапрягаемую звук УМЗЧ BB асоціюється з легкістю роботи каскадів.

література

1. Сухов І. УМЗЧ високої вірності. «Радіо», 1989, № 6, стор. 55-57; №7, стор. 57-61.

2. Рідіка Л. УМЗЧ BB на сучасній елементній базі з микроконтроллерной системою управління. «Радіохоббі», 2001, №5, стор. 52-57; №6, стор. 50-54; 2002 №2, стор. 53-56.

3. Агєєв С. Сверхлінейний УМЗЧ з глибокої ООС «Радіо», 1999, №№ 10 ... 12; «Радіо», 2000., №№ 1; 2; 4 ... 6; 9 ... 11.

4. Зуєв. Л. УМЗЧ з паралельної ООС. «Радіо», 2005, №2, стор. 14.

5. Жуковський В. Навіщо потрібно швидкодію УМЗЧ (або «УМЗЧ ВВ-2008»). «Радіохоббі», 2008, №1, стор. 55-59; №2, стор. 49-55.

Радіохоббі 5-6 / 2010