Особливості вибору силових МОП-транзисторів для резонансних LLC-перетворювачів

1. Режим перемикань при нульових напружених ZVS
2. Вплив вихідний ємності Coss
3. Вплив «мертвого часу»
4. Неповне зворотне відновлення вбудованого діода
5. Загальні особливості неповного відновлення зворотного діода МОП-транзистора
6. Проблема неповного відновлення зворотного діода МОП-транзистора
7. Рішення проблеми неповного зворотного відновлення діода МОП-транзистора
8. Критерії вибору МОП-транзисторів для LLC-перетворювача
9. Qg і Coss МОП-транзисторів
10. Відновлення вбудованого зворотного діода
11. Висновок
12. література

Наши партнеры ArtmMisto

У статті розглядаються особливості роботи МОП-транзисторів (MOSFET) в резонансних LLC-перетворювачах. Особлива увага приділяється режиму перемикань при нульових напружених (Zero Voltage Switching, ZVS). У ній також наведено методи підвищення надійності та ефективності роботи MOSFET.

Стаття буде корисною для досвідчених розробників джерел живлення, які бажають підвищити надійність і ефективність роботи своїх схем.

Останнім часом підвищення ефективності та збільшення щільності потужності стають основними проблемами при створенні джерел живлення. Зростання загального рівня споживання неминуче призводить до збільшення вартості енергії. Це викликає підвищення попиту на джерела живлення, що володіють високим ККД, компактними розмірами і високою потужністю. Резонансні LLC-перетворювачі все ширше застосовуються в силовій техніці завдяки відмінній ефективності, високої щільності потужності і малому рівню електромагнітних завад.

Вибір оптимальних силових МОП-транзисторів для резонансного LLC-перетворювача визначається як ефективністю, так і надійністю їх роботи. При цьому необхідно аналізувати не тільки основні параметри MOSFET, наприклад, корпусне виконання, номінальна напруга «стік-витік», номінальний струм стоку і опір відкритого каналу [1], а й враховувати виконання двох додаткових умов:

• можливості реалізації перемикань силового МОП-транзистора при нульових напружених (режим ZVS);
• можливості вирішення проблеми неповного відновлення вбудованого зворотного діода силового МОП-транзистора.

У даній статті аналізуються особливості роботи силових МОП-транзисторів в резонансних LLC-перетворювачах, а також розглядаються методи підвищення їх надійності та ефективності.

Режим перемикань при нульових напружених ZVS

Одним з переваг резонансних LLC-перетворювачів є їх здатність забезпечувати комутацію силових транзисторів при нульових напружених ZVS в заданому діапазоні навантажень. При цьому втрати на перемикання в силовому каскаді первинної сторони практично відсутні. Для забезпечення режиму ZVS при комутації силових МОП-транзисторів в резонансному LLC-перетворювачі необхідне виконання трьох умов:

• навантаження силового каскаду LLC-перетворювача повинна носити індуктивний характер;
• для управління МОП-транзисторами верхнього і нижнього плеча напівмоста необхідно використовувати комплементарні сигнали (зсунуті одна відносно одної на 180 °) з коефіцієнтом заповнення 50%;
• вибір тривалості мертвого часу не повинен суперечити режиму ZVS.

На малюнку 1а представлена ​​принципова схема полумостового резонансного LLC-перетворювача. Завдяки індуктивному характеру навантаження комутація МОП-транзисторів відбувається при нульових напружених - напруга випереджає струм за фазою (рисунок 1б). Для досягнення ZVS схема повинна працювати з індуктивним навантаженням (тобто опір резонансного контуру має носити індуктивний характер), а струм резонансної індуктивності повинен бути досить високим, щоб розряджати вихідну ємність ( «стік-витік») силових МОП-транзисторів.

Мал. 1. а) схема полумостового резонансного LLC-перетворювача; б) робочі діаграми струмів і напруг при індуктивному навантаженні

Вплив вихідний ємності Coss

Коли обидва МОП-транзистора закриті, струм, що циркулює в резонансному контурі, буде заряджати і розряджати вихідні ємності силових ключів. Еквівалентна схема полумостового резонансного LLC-перетворювача в момент, коли Q1 і Q2 відключені ( «мертвий час»), показана на малюнку 2.

Мал. 2. Еквівалентна схема полумостового резонансного LLC-перетворювача в момент, коли Q1 і Q2 відключені ( «мертвий час»)

Точка A є середньою точкою між силовими МОП-транзисторами Q1 і Q2. Використовуючи рівняння резонансного LC-контура, можна визначити напруга у вузлі A (формула 1):

$$ V_ {A} = (V_ {IN} -V_ {C}) + I_ {D, off} \ times \ sqrt {\ frac {L_ {eq}} {C_ {eq}}} \ times \ sin ( \ omega_ {r} t), \ qquad {\ mathrm {(}} {1} {\ mathrm {)}} $$

де VIN - напруга на CO, PFC, VC - напруга на Cr, Leq - сума Lr і Lm, Ceq - еквівалентна ємність в еквівалентній схемі і

$$ \ omega_ {r} = \ frac {1} {\ sqrt {L_ {eq} \ times C_ {eq}}}. $$

Для отримання режиму ZVS необхідно, щоб до включення Q1 напруга у вузлі A відповідало вимогу (формула 2):

$$ (V_ {IN} -V_ {C}) + I_ {D, off} \ times \ sqrt {\ frac {L_ {eq}} {C_ {eq}}} \ times \ sin (\ omega_ {r} t)> V_ {IN} \ qquad {\ mathrm {(}} {2} {\ mathrm {)}} $$

Оскільки максимальне значення для синуса дорівнює 1, формулу 2 можна спростити (формула 3):

$$ L_ {eq} \ times I_ {D, off} ^ 2> C_ {eq} \ times V_ {C} ^ 2 \ qquad {\ mathrm {(}} {3} {\ mathrm {)}} $$

Формула 3 визначає умова для ZVS з точки зору резонансної енергії. При цьому виявляється, що час заряду-розряду вихідний ємності силового МОП-транзистора протягом «мертвого часу» визначається резонансною частотою контуру Leq і Ceq. Крім того, Ceq не є постійною величиною і залежить від напруги VDS (рисунок 3). Це пов'язано з тим, що розподіл заряду силового МОП-транзистора визначається напругою VDS. Таким чином, зміни еквівалентної ємності Ceq також повинні враховуватися при розгляді умов ZVS.

Мал. 3. а) залежність паразитних ємностей від напруги VDS силового MOSFET CoolMOS ™ IPP60R190P6; б) залежність Ceq еквівалентної схеми полумостового резонансного LLC-перетворювача CoolMOS ™ IPP60R190P6

Виникає питання: яку величину має ця ємність? Як видно з еквівалентної схеми, представленої на малюнку 2, вихідні ємності двох силових МОП-транзисторів в полумостовой схемою підключені паралельно щодо еквівалентної індуктивності. Сума напруг VDS обох силових МОП-транзисторів, з'єднаних послідовно, дорівнює вхідній напрузі перетворювача. Таким чином, з огляду на залежність паразитної ємності від напруги «стік-витік» VDS силового MOSFET (рисунок 3а), можна уявити залежність еквівалентної ємності в схемі полумостового резонансного LLC-перетворювача (рисунок 3б). Як видно з графіка, еквівалентна ємність експоненціально зростає при VDS <50 В і VDS> 350 В.

Діаграму зміни напруги VDS при виключенні МОП-транзистора полумостового резонансного LLC-перетворювача можна розділити на чотири частини, як показано на малюнку 4: (1) 380 В → 300 В; (2) 300 В → 200 В; (3) 200 В → 100 В; (4) 100 В → 0 В. Незважаючи на те, що в сегменті 1 спостерігається падіння всього на 80 В, загальна тривалість інтервалів 1 і 4 становить дві третини від повного часу розряду. Це пов'язано з тим, що еквівалентна ємність Ceq експоненціально зростає при VDS <50 В і VDS> 350 В. Тому розряд вихідний ємності в тимчасових сегментах 1 і 4 сповільнюється, що призводить до збільшення резонансної періоду LC-контура і зростання загального часу розряду.

Мал. 4. Розряд вихідний ємності Coss МОП-транзистора полумостового резонансного LLC-перетворювача

Вибір силового МОП-транзистора з малою вихідний ємністю при низькій напрузі VDS, спрощує завдання забезпечення ZVS (при збереженні величини струму індуктивності). Крім того, підвищити ефективність можна за рахунок скорочення тривалості мертвого часу.

Вплив «мертвого часу»

Введення «мертвого часу» необхідно для повного розряду еквівалентної ємності Ceq, що є умовою забезпечення режиму ZVS. Для визначення необхідної тривалості мертвого часу необхідно враховувати два важливих обмеження. Перше обмеження полягає в наявності мінімального часу вимикання МОП-транзистора. Його тривалість можна розрахувати, використовуючи дані, наведені в документації: час відновлення вбудованого зворотного діода, час затримки включення і виключення, час наростання і спаду. Друге обмеження пов'язане з мінімальним «мертвим часом», необхідним для досягнення ZVS в найгіршому випадку, наприклад, коли на вході перетворювача присутній максимальна напруга при мінімальному вихідному напрузі і мінімальному навантаженні. Можливі ситуації, коли мінімальне «мертвий час», необхідне для забезпечення ZVS, виявляється більше мінімального часу вимикання транзистора. Тоді доводиться вибирати більше з двох значень. Однак, такий підхід неминуче призведе до зниження ефективності перетворювача.

В документації на транзистори серії CoolMOS ™ наводяться три значення COSS: COSS для заданої величини VDS, Co (er) і Co (tr). Co (tr) - еквівалентна фіксована ємність транзистора, необхідна для визначення часу зарядки-розряду COSS незалежно від застосовуваної топології. Вибір «мертвого часу» повинен забезпечувати режим ZVS двох МОП-транзисторів, що працюють з максимальною частотою комутації при зарядці і розрядці COSS мінімальним струмом намагнічування. Формула 4 визначає співвідношення між мертвим часом і ємністю CO (tr) МОП-транзистора:

$$ t_ {dead} = \ frac {2 \ times C_ {O (tr)} \ times V_ {IN}} {I_ {mag \ _min}}, \ qquad {\ mathrm {(}} {4} {\ mathrm {)}} $$

де Imag_min - мінімальний струм намагнічування, що забезпечує заряд і розряд Coss.

Існує чотири варіанти м'якої комутації МОП-транзистора (малюнок 5).

На малюнку 5а показана діаграма ідеального режиму ZVS. На малюнку 5б видно, що VDS не встигає зменшитися до 0 В перш ніж з'являється сигнал управління VGS, тому в даному випадку рекомендується знизити індуктивність намагнічування трансформатора, збільшити тривалість «мертвого часу» або замінити силовий МОП-транзистор ключем з більш високим RDS (on) . На малюнку 5в перемикання МОП-транзистора відбувається при ZVS, але струму індуктивності не вистачає для утримання зміщення вбудованого діода. Щоб цього уникнути, рекомендується злегка зменшити «мертвий час». На малюнку 5г перемикання МОП-транзистора також відбувається при ZVS, але надмірна тривалість «мертвого часу» призводить до зниження ефективності. В цьому випадку рекомендується скоротити величину «мертвого часу».

Мал. 5. Чотири варіанти комутації МОП-транзисторів і рекомендації щодо підвищення ефективності

Неповне зворотне відновлення вбудованого діода

Для досягнення режиму ZVS в резонансному LLC-перетворювачі вбудовані діоди МОП-транзисторів повинні забезпечувати протікання струму протягом частини періоду. З цієї причини важливо розглянути умови, при яких діоди будуть знаходитися в провідному стані. Резонансний LLC-перетворювач використовує резонанс навантаження і дозволяє забезпечувати високу ефективність завдяки використанню МОП-транзисторів в режимі ZVS. Питання застосування MOSFET в LLC-топології виявляються набагато простіше, ніж в топології ZVS Phase Shift, так як вона менш чутлива до часових параметрів транзистора. Крім ємнісного характеру опору резонансного контуру, яке спостерігається при пуску перетворювача або при КЗ на виході, слід враховувати можливість неповного відновлення вбудованих зворотних діодів МОП-транзисторів. Далі буде розглядатися саме проблема неповного відновлення зворотних діодів МОП-транзисторів і шляхи її вирішення.

Загальні особливості неповного відновлення зворотного діода МОП-транзистора

Структура звичайного МОП-транзистора містить вбудований зворотний діод. Неповне відновлення цього діода може призводити до катастрофічних наслідків. На малюнку 6а показана структура елементарної осередки звичайного силового МОП-транзистора, в якій присутній паразитний діод, утворений областями p + і n-. На малюнку 6б представлений механізм руйнування ключа за рахунок протікання струму відновлення, утвореного носіями, накопиченими за час прямого зміщення діода. Струм, проходячи через низьколегований дрейфовий шар n-, входить в р-область збоку і досягає металізації витоку. Протікання струму призводить до появи падіння напруги. Це викличе пряме зміщення pn-переходу, утвореного p-областю і областю n +. Якщо зсув виявиться досить великим, то може статися включення паразитного біполярного транзистора. Так як струм біполярного транзистора має позитивний температурний коефіцієнт, то він здатний викликати тепловий пробій однієї або декількох осередків MOSFET.

Мал. 6. а) структура елементарної осередки МОП-транзистора; б) механізм руйнування елементарного осередку МОП-транзистора

На малюнку 7а показана структура елементарної осередки транзистора CoolMOS ™. У порівнянні з малюнком 6а тут є тільки одна важлива відмінність: p-область має збільшену глибину.

Така форма p-області виконує балансування заряду в каналі провідності і дозволяє використовувати більш високу ступінь легування, зберігаючи при цьому величину робочої напруги.

Як показано на малюнку 7б, ток в CoolMOS ™ спрямований тепер вертикально до металізації витоку. Причиною такої поведінки є той факт, що p- і n-стовпці створюють горизонтальне електричне поле глибоко всередині MOSFET. Це поле розділяє електрони і дірки. В результаті транзистори CoolMOS виявляються більш стійкими до відкриття паразитного біполярного npn-транзистора і, таким чином, менш схильні до збоїв при роботі в режимі ZVS.

Мал. 7. a) структура елементарної осередки CoolMOS ™; б) дірковий струм спрямований вертикально вгору до металевого електрода

Проблема неповного відновлення зворотного діода МОП-транзистора

На малюнку 8 показані чотири фази комутації МОП-транзистора в режимі ZVS:

1. на затворі транзистора присутній мале напруга VGS, ток еквівалентної індуктивності розряджає вихідну ємність (Coss) силового MOSFET, а вбудований діод знаходиться у відкритому стані і проводить зворотний струм (S → D);
2. на затворі транзистора присутня висока напруга VGS, внутрішній діод і силовий MOSFET одночасно проводять зворотний струм (S → D);
3. на затворі транзистора присутня висока напруга VGS, силовий MOSFET відкритий і проводить струм в прямому напрямі (D → S);
4. на затворі транзистора присутній мале напруга VGS, еквівалентна індуктивність заряджає вихідну ємність силового МОП-транзистора.

Мал. 8. Чотири стану МОП-транзистора при роботі в режимі ZVS

В даному випадку є три параметра, на які слід звернути увагу: тривалість «мертвого часу» (td), струм вимикання MOSFET (Id, off) і максимальний струм MOSFET у включеному стані (Id, max). Згідно з наведеною осциллограмме, твір максимального струму MOSFET в провідному стані і опору каналу МОП-транзистора (Id, max × RDS (on)) визначає максимальну зворотню зміщення вбудованого діода силового MOSFET. Якщо це зміщення дуже мало або прямий струм (D → S) відсутня, то діод не може повністю відновитися або навіть почати процес відновлення.

Припустимо, що діод першого MOSFET не встиг відновитися. Тоді при наступному включенні другого МОП-транзистора напівмоста формується значний імпульс зворотного струму відновлення з дуже високою швидкістю наростання (di / dt). Цей імпульс викличе перенапруження, яке здатне зашкодити МОП-транзистор.

Варто зазначити, що досягнення ZVS в силовому МОП-транзисторі не гарантує повного відновлення зворотного діода. Як показано на малюнку 9а, незважаючи на те, що перемикання МОП-транзистора відбувається при нульовій напрузі, комутація супроводжується потужним імпульсом струму з дуже високою швидкістю наростання. Це як раз і викликане невисоким струмом транзистора у включеному стані (Id, max). Для збільшення струму МОП-транзистора у включеному стані можна знизити індуктивність намагнічування. В результаті до діода буде прикладатися більше зворотна напруга (рисунок 8, сегмент 3) і він буде встигати відновитися. В результаті імпульс зворотного струму зникне, як показано на малюнку 9б.

Мал. 9. а) зворотний струм відновлення, коли внутрішній діод відновився в повному обсязі; б) зворотний струм відновлення відсутня, коли діод відновився повністю

У традиційному резонансному LLC-перетворювачі ємність Cr, індуктивність Lr і трансформатор з'єднані послідовно, а потім підключені до півмилі, як показано на правій частині малюнка 10.

Мал. 10. Можливе пошкодження силового МОП-транзистора внаслідок неповного відновлення зворотного діода

Під час запуску даної схеми через обидва МОП-транзистора протікає значний струм. При запуску перетворювача в момент включення верхнього силового транзистора Q1 відбувається наростання напруги в точці A і заряду вихідний ємності транзистора Q2. Струм через Q1 може бути визначений за формулою 5:

$$ \ frac {V_ {PFC} -V_ {CR} (t)} {L_ {r} + L_ {m}} \ times t \ qquad {\ mathrm {(}} {5} {\ mathrm {)} } $$

Через деякий час tON струм через індуктивність, відповідно до формули 6, дорівнюватиме:

$$ \ frac {V_ {PFC} -V_ {CR} (t)} {L_ {r} + L_ {m}} \ times t_ {ON} \ qquad {\ mathrm {(}} {6} {\ mathrm {)}} $$

При виключенні Q1 цей струм починає протікати через вбудований діод нижнього МОП-транзистора Q2.

У момент включення Q2 через нього тече струм (формула 7):

$$ - \ frac {V_ {PFC} -V_ {CR} (t)} {L_ {r} + L_ {m}} \ times t_ {ON} \ qquad {\ mathrm {(}} {7} {\ mathrm {)}} $$

Цей стартовий струм збільшується зі швидкістю, що обчислюється за формулою 8:

$$ \ frac {V_ {CR} (t)} {L_ {r} + L_ {m}} \ qquad {\ mathrm {(}} {8} {\ mathrm {)}} $$

В результаті рівняння струму для включеного Q2 має вигляд (формула 9):

$$ i_ {2} (t) = - \ frac {V_ {PFC} -V_ {CR} (t)} {L_ {r} + L_ {m}} \ times t_ {ON} + \ frac {V_ { CR} (t)} {L_ {r} + L_ {m}} \ times t \ qquad {\ mathrm {(}} {9} {\ mathrm {)}} $$

З вищесказаного можна відзначити, що швидкість наростання струму Q1 визначається напругою на резонансному конденсаторі Vcr (t). При цьому чим вище буде ток Q1 в момент ton, тим більше буде початковий струм транзистора Q2.

Чим менше швидкість наростання струму i2 (t) при включенні транзистора Q2, тим більше буде потрібно часу, щоб його значення досягло 0. При цьому може виявитися, що до моменту виключення Q2 струм i2 (t) так і залишиться негативним. В результаті напруга у вузлі А буде на рівні 0 В через те, що внутрішній діод Q2 не встиг відновитися. При наступному включенні Q1 почне протікати струм відновлення зворотного діода транзистора Q2. Таким чином, в даному випадку не вдасться уникнути потужного імпульсу струму з великим di / dt і викликаного ним перенапруги. Іноді це перенапруження перевищує максимально допустиме значення, що призводить до пробою МОП-транзистора, як показано на малюнку 11.

Мал. 11. Перенапруження, викликане зворотним струмом відновлення

Рішення проблеми неповного зворотного відновлення діода МОП-транзистора

При розробці потужних ІП використання МОП-транзистора з меншим опором відкритого каналу і збільшеною резонансної ємністю тільки погіршить ситуацію. Вибір MOSFET з вбудованим діодом, який вирізняється меншим часом відновлення і малим Qrr, дозволяє згладити викид напруги, але не усуває його повністю. Найбільш ефективні і застосовні на практиці рішення даної проблеми наведені на малюнку 12.

Збільшення опору включення Rg, ON в ланцюзі затвора верхнього транзистора ефективно обмежує швидкість наростання струму відновлення вбудованого діода нижнього транзистора, що зменшує викид напруги при комутації (рисунок 12а).

Якщо дискретний резонансний конденсатор (Cr2) підключати безпосередньо до виходу схеми, то відпадає необхідність його зарядки через верхній МОП-транзистор (малюнок 12б). Крім того, зарядка відбуватиметься відповідно до зміни вихідної напруги. Таким чином, проблема струмових перевантажень зникає.

Мал. 12. Рішення проблеми перенапруг: а) збільшення опору в ланцюзі затвора Rg, ON; б) поділ резонансного конденсатора

Є і ще одна поширена проблема виникає при використанні звичайних ШІМ-контролерів. Якщо швидкості включення верхнього і нижнього транзисторів не збігаються або якщо в момент запуску LLC-перетворювача коефіцієнти заповнення керуючих сигналів верхнього та нижнього ключів виявляються нерівні, то це неминуче призводить до перекосу струмів протягом декількох перших циклів комутації. У найгіршому випадку один з транзисторів може зовсім не включатися. При цьому вбудовані діоди не встигають відновлюватися, що спричиняє значні струмові перевантаження. На малюнку 13 показаний приклад такої поведінки схеми. Як видно з осцилограми, перевантаження сталася через те що нижній транзистор напівмоста не включався внаслідок відсутності керуючого сигналу від ШІМ-контролера.

Мал. 13. Перевантаження по струму MOSFET, викликана несиметричним сигналом управління

Вирішити дану проблему можна декількома способами:

• зменшити значення резонансного конденсатора Cr, якщо це можливо;
• використовувати контролери, що формують симетричні сигнали управління;
• використовувати МОП-транзистор з швидкодіючим діодом, з меншим часом відновлення.

Ці рекомендації дозволяють зменшити піковий струм, викликаний зворотним відновленням діода, і мінімізувати ризик вигоряння МОП-транзисторів.

Критерії вибору МОП-транзисторів для LLC-перетворювача

У відповідності з усім вищесказаним можна відзначити, що при виборі МОП-транзисторів для резонансного LLC-перетворювача слід проаналізувати два ключові чинники: можливість забезпечення режиму ZVS і можливість забезпечення повного відновлення вбудованого діода.

Qg і Coss МОП-транзисторів

Існує просте правило вибору МОП-транзисторів для забезпечення режиму ZVS. Воно полягає в тому, що при рівних значеннях RDS (on) слід вибирати MOSFET з мінімальним СО (tr). Саме ці параметри визначають час заряду / розряду паразитної ємності МОП-транзистора протягом «мертвого часу». Чим менше значення CO (tr), тим коротше час розряду. За допомогою стандартного параметра CO (tr) можна виконувати порівняння часу заряду / розряду різних МОП-транзисторів. Однак не варто забувати про те, що COSS експоненціально залежить від напруги VDS в діапазоні VDS <50 В і VDS> 350 В. Характер цієї залежності був показаний на малюнку 3б. Очевидно, що значення COSS при VDS <50 В або VDS> 350 В набагато вище, ніж COSS в діапазоні 100 ... 300 В.

При необхідності досягнення режиму ZVS критеріями вибору MOSFET для резонансного LLC-перетворювача є:

• мале значення Qg, яке забезпечує збільшення швидкості перемикань і зменшення рівня втрат;
• малі значення CO (tr) і COSS (при VDS <50 В), які призводять до зменшення струму намагнічування, зниження тривалості «мертвого часу» і збільшення часу проводить стану вбудованого діода.

Для забезпечення максимальної ефективності при роботі з більшістю керівників контролерів і мікросхем ідеальним вибором стануть МОП-транзистори серій CoolMOS C7 і CoolMOS P7 . Вони відрізняються найменшими значеннями Qg, CO (tr) і COSS (при VDS <50 В).

Відновлення вбудованого зворотного діода

Проблема відновлення зворотного діода в LLC-перетворювачі найсильніше проявляється під час запуску схеми і заряду резонансної ємності Cr. Очевидно, що чим більше значення резонансної ємності і чим вище початкова частота комутацій, тим складніше забезпечити повне відновлення зворотного діода. У деяких додатках, таких як джерела живлення, що працюють в широкому діапазоні потужностей, світлодіодне освітлення та зарядні пристрої, потрібно більш високий коефіцієнт посилення напруги резонансного контуру в заданій смузі робочих частот. Іншими словами, висока резонансна ємність (більше 330 нФ) необхідна для збільшення коефіцієнта посилення в LLC-перетворювачі.

Рекомендації щодо вирішення проблеми неповного відновлення вбудованих зворотних діодів були викладені в попередньому розділі. Швидкість наростання струму відновлення вбудованого діода (di / dt) і величину пікової напруги VDS нижнього МОП-транзистора можна обмежити за допомогою більш високого опору затвора верхнього транзистора (рисунок 12а). Однак якщо струм відновлення виявляється занадто високим, може знадобитися збільшення опору в ланцюзі затвора до 100 Ом і вище, що негативно позначиться на рівні ефективності.

Застосування дискретних резонансних ємностей є хорошим рішенням проблеми неповного відновлення вбудованих зворотних діодів (рисунок 12б). Однак при високій вихідної потужності нелегко вмістити резонансні конденсатори через габаритних обмежень. Використання транзисторів серії CoolMOS CFD з мінімальним зарядом відновлення також допомагає вирішувати цю проблему.

Висновок

У статті були розглянуті важливі особливості роботи МОП-транзисторів в складі полумостового резонансного LLC-перетворювача. МОП-транзистори серій CoolMOS C7 і CoolMOS P7 відрізняються найменшими значеннями Qg, CO (tr) і COSS (при VDS <50 В) і здатні забезпечити максимальну ефективність при роботі з більшістю керівників контролерів і мікросхем.

Процес відновлення вбудованого діода визначається параметрами МОП-транзистора: максимальним струмом у включеному стані і опором каналу RDS (on). У полумостового резонансному LLC-перетворювачі неповне відновлення діодів з високою ймовірністю призведе до виникнення імпульсів струму і напруги, які здатні пошкодити транзистори при запуску схеми. Збільшення опору Rg, ON в ланцюзі затвора верхнього МОП-транзистора (понад 68 Ом) і використання дискретного резонансного конденсатора допоможе ефективно вирішити дану проблему. Застосування транзисторів серії CoolMOSTM CFD також знижує ризик виникнення нештатних ситуацій завдяки мінімальному заряду відновлення.

література

1. Infineon Technologies: How to Select the Right CoolMOS ™ and its Power Handling Capability, Application note, V1.2, January 2002;
2. Infineon Technologies: What's the Benefit of CoolMOS ™ in the Phase Shifted ZVS Bridge, Application note, V1.1, January 2002;
3. Infineon Technologies: 600V CoolMOSTM P6, 600V Superjunction MOSFET for Server, Telecom, PC Power and Consumer, Application note, V1.0, November 2012;
4. Infineon Technologies: LLC converter design note, V1.0, March 2013;
5. Infineon Technologies: Analog controlled 600W LLC converter for Server PSU applications, V.1.0 2014.

оригінал статті

•••